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高频开关电力电子变换器与线性电源相比较，其在效率、功率密度和成本等方面具有显 著的优势，已在功率变换的诸多领域广泛应用。但是，采用高频开关器件会产生大量快速变 化的电流和电压，给电网带来严重的电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)问题。为了 限制变换器的输入谐波电流或功率因数，必须采用功率因数校正(Power Factor Correction，PFC) 技术[1]。

1。1。1 谐波与功率因数论文网

图 1。1 是电容滤波的单相不可控整流电路图，其直流侧由一个电阻和电容并联构成，电

网侧电流波形呈脉冲型，如图 1。2 所示。由于二极管导通角较小，导通的过程中电流变化速 度比较快，因此产生了大量的高次谐波。

图 1。1 电容滤波的单相不可控整流电路图 图 1。2 电网侧电压电流波形图

由这个电路，我们可以引入功率因数的定义。

PF=cos(θ-φ)

θ、φ是电网侧电压、电流相位角。θ-φ是它们的相位差。但此公式只能应用于在标准正弦波的 波形下。在负载非线性情况下，以上公式不能用来计算功率因数。下面引入总谐波畸变率的

公式。THD (Total Harmonic Distortion)=

，In 为第 n 次谐波电流。

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PF、THD 的值由公式 PF  确定。PFC 电路的基本目标是减少电流波形的谐

波成分，使得电压、电流的相位差尽量减小，使得电路逼近电阻型负载。

1。1。2 功率因数校正电路分类

对开关电源进行功率因数校正的常用方法有两种，分别是无源功率因数校正和有源功率 因数校正。

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无源功率因数校正是在交流侧接入谐振滤波器，它能够增大整流桥中二极管的导通角， 从而使得电流波形得到改善。无源功率因数校正的优点在于其原理非常简单，容易实现，可 靠性高，缺点在于使用了较大的分立器件，整体比较笨重，而且无源功率因数校正的校正效 果并不是很好，难以做到功率因数 0。95 以上[2]。

有源功率因数校正是在桥式二极管整流器与输出直流负载之间接入一个由 MOSFET 或 IGBT、电感、电容、二极管构成的子电路。通过对开关器件进行 PWM(Pulse Width Modulation) 控制，使得整流电路输入电流能在一个工频周期中跟踪电压正弦波的变化，从而实现功率因 数校正。有源功率因数校正的优点是功率因数较高，往往在 0。95 以上。由于使用了电力电子 器件，所以整体体积较小，但是其成本往往较高。常见的有源功率因数校正拓扑有 Boost 变 换器、Buck 变换器、Cuk 变换器等，其中 Boost 变换器因电路简单，功率因数高而被广泛采 用。

1。1。3 Boost PFC 变换器工作模式简介

Boost PFC变换器如图1。3所示，由于其电感位于输入侧，因此输入电流脉动小，输入功率 因数高。按电感电流是否连续，Boost PFC变换器可以工作在三种模式，即电感电流连续模式 (Continuous Current Mode，CCM)、电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode，DCM)和 电感电流临界连续模式(Critical Continuous Current Mode，CRM)[3]。

图1。4(a)是Boost PFC变换器工作在电感电流连续模式时的电感电流波形。虽然在该模式 下电感电流纹波小、导通损耗低、输入滤波器小、功率因数高，但是开关管工作在硬开关状 态，开关损耗比较大，需要采用软开关变换器来降低开关损耗。此外，由于使用了较大的电 感，变换器整体体积较大。电感电流连续模式一般应用于中大功率场合。电感电流临界连续 模式介于电感电流连续模式和电感电流断续模式之间，其电感电流波形如图1。4(b)所示。在此 模式下，二极管零电流关断，开关管零电流开通，电感量比较小，理论上可以做到功率因数 为1。此模式的电感电流有效值和峰值比电感电流断续模式要小一些，比电感电流连续模式要 大。因为开关管开关频率随负载和输入电压变化而变化，所以滤波器和电感的设计较为复杂。 由于电感电流临界连续模式兼顾了效率、成本和功率因数，广泛应用在中低功率场合[4]。电 感电流断续模式时的电感电流波形如图1。4(c)所示，在这个工作模式下，二极管也是零电流关 断，开关管也是零电流开通，不存在反向恢复问题。虽然电感量比较小，但是电感电流的有 效值和峰值比较高，功率因数在输入电压高时会比较低，故该工作模式常应用于小功率场合。 电感电流临界连续的Boost功率因数校正变换器研究(3):http://www.youerw.com/zidonghua/lunwen_86228.html