本文研究50HZ、1KW的低频逆变电源，因此选用全桥型带有输出隔离变压器的主电路形式，采用MOSFET作为开关器件，主电路图为：
 
图3.13 单相全桥主电路图
（2）输出滤波电路
① 电容的选取
Cf用来滤除电压Uo的高次谐波，Cf越大，Uo的THD越小，但DC/AC逆变器无功电流分量增大，从而增大了整流器的体积与成本一般选Icf≤0.5Iomax为宜，因此滤波电容Cf应满足Cf≤0.5Iomax/WoUo
② 输出滤波电感的选取
Lf有两个作用：一方面滤除输出波形中的高次谐波；另一方面作为积分环节实现SPWM控制。它的设计应满足四个方面的要求：
第一，尽可能滤除调制波U 的高次谐波分量提高输出电压波形质量，滤波电感的高频阻抗与滤波电容的高频阻抗相比不能过低，即Lf的值不能太小。为满足输出电压波形质量，要求一个采样周期中，电感电流的最大变化量小于允许的电感电流纹波△I 。
在Uo=0时，△I 最大，此时有
Lf>  
第二，电感电流i 必须能跟踪上给定电流ig的变化即 ，否则输出电压的失真度会很大，严重时甚至导致系统工作异常。因此Lf不能过大，即
L < min( , )
式中：Uom─输出电压峰值
  a─输出电压Uo对电感电流i 的移相
第三，如图为逆变桥输出等效电路，逆变桥输出的调制电压U 经Lf、Cf滤波输出正弦电压波Uo。因此需考虑U 的基波在Lf上的压降，研究滤波器在不同参数或不同负载大小、性质时，滤波电感上的基波分压对电路输出的影响。
 
图3.14 逆变桥输出等效电路
设输出滤波器的谐振频率Wr=2пfr=1/ ，交流输出滤波器的基波衰减系数，即滤波期的输出电压基波的有效值Uo1与调制电压基波分量有效值U 之比为：μ1=U / U
设负载上的基波电压与基波电流的相位差中，阻抗大小为｜Z｜，经推导得
μ1=1/
由上式知：A Lf的大小直接影响到μ1的大小，负载一定时，Lf越大，μ1越小。
B μ1的大小还受负载的大小与性质的影响，空载时μ1最大、Uo最大；感性满载时，μ1最小，输出电压Uo最小。因此变压器副边输出电压波必须按感性满载时来设计。
C Lf越大μ1对负载阻抗大小的变化越敏感，即负载变化时，Lf越大，逆变器输出电压的变化越大。
从以上分析，应降低Lf，使逆变桥的输出电压受负载变化的影响小。

第四，输出滤波电感Lf对逆变器动态特性的影响。

以纯电阻负载Z=R为例，有
μ1=1/
R→∞时，空载基波衰减系数μ1为
μ =
负载突变时，输出电压变化率σ定义为：
σ= =1-μ1/μ0=1-
式中：U ─空载时输出基波电压
      U ─负载电阻R时输出基波电压
给出f0=50HZ,Cf=20μF；负载从空载向阻性负载满载突变时系统动态超调量σ与滤波电感Lf之间的关系。如图Lf大、σ大，说明系统的动态响应特性不理想。
 
图3.15 系统动态超调量与滤波电感Lf之间的关系
    综上所述，对PWM控制的逆变器来说，滤波电感参数的选择对整个电路的性能影响极大。Lf首先应保证电流的跟踪速度和输出电压的波形质量，在此基础上考虑负载调整率和输出电压的动态特性以及Lf的体积重量对Lf值进行优化。
 
4 基于DSP数字控制的逆变器软件设计
4.1 PID控制技术
PID控制具有以下优越性：第一，PID控制对于大多数过程都具有良好的控制效果和鲁棒性；第二，PID控制算法原理简明，参数的物理意义明确，理论分析体系完整且应用经验丰富；第三，在工业过程中，其控制过程的动态特性大都具有高阶、非线性、大延迟及时变等特性，给以精确数学模型为基础的现代控制理论的应用带来了困难。 TMS320LF2407A基于DSP数字控制系统的逆变器设计(11):http://www.youerw.com/tongxin/lunwen_2613.html